全文框架

第一部分：元器件部分：选型手册分xiang，器件特性讨论，有图有真相，个人经验感触。

第二部分：拓补部分：用过的拓补要点分析，不按教科书般的分析，说一些书中不太多说的或者一些书中说的较为经典的，以及个人实战经验。

第三部分：电源部分（非拓补）：包括环路、工艺、驱动电路、实践经验，部分电路优缺点，热力学，测试经验等。

第四部分：杂谈。

1.01选型手册资料分享

74系列中文资料(非常全).doc

CoolMOS选型.xls

IGBT.xls

IGBT选型.xls

infineon_IGBT.xls

Sinopower 大中半导体-选型表.xls

英飞凌低压MOS选型.xls

英飞凌功率二极管选型.xls

NTC热敏电阻的主要技术参数说明.pdf

常见热敏电阻规格.xls

下载地址：链接: https://pan.baidu.com/s/1hsFetUk 密码: bqxc（包括下面所有文件都是这个链接）尽快下载如链接失效的话请联系小编微信：gcj5055获取

1.02 一些较为特殊但是挺有用的东西。

有内置稳压管的MOS。SUPER247封装的MOS散热面积更大的247封装，还有一些MOS是G的S和D的S是分开的，减小干扰，损耗能做的更小等，很多新型MOS的封装都能做到更高的效率。

精密基准电压源LM399系列.pdf

SBT210S肖特基整流桥.pdf

STP3NK80Z（内置稳压管）.pdf

恒流三极管与恒流二极管的原理及其应用.doc

1.03一些器件中文资料看英文版手册有点麻烦，来点中文版的。这些资料不少都是我搜了N个网页后留下的精华结果。

晶闸管技术术语.doc

MOS管各参数意义.doc

二极管参数中英文对照表.doc

1.04  说说最简单的电阻

电阻有个参数叫瞬间能抗的冲击能力，对于有些设计时还是比较重要的，私拍照片，可见不同功率等级电阻抗冲击能力是不同的。0欧电阻也不是0欧姆的，一般是小于50毫欧。功率也是有上限的.

0欧电阻允许的最大电流与产品的功率和最大阻值有关系，一般1206的0欧电阻最大阻值不超过25毫欧，最大允许电流为3.2A（注：美军标mil规定），中国国内目前还没有相关的标准规定1206电阻的标称功率是0.125W，0欧电阻最大可能阻值是0.025欧左右，所以只要散热良好，长期2A以下电流是没问题的，较短时间到3A也没问题0.125=I*I*0.025

贴片电阻参数详细

小功率电阻，只能抗2.5倍功率5秒

中功率电阻，能抗5倍功率5秒

大功率电阻，能抗10倍功率5秒

1.05TVS相关曲线

如果你查TVS参数，一般找不到反向恢复时间等和时间有关的参数，百度都是说TVS有“瞬间”吸收过冲的能力，这个“瞬间”到底有多快？不知道，但是比超快恢复要慢，对于吸收很窄很窄的毛刺是没什么用处的，TVS如果吸收功率过大，会把焊盘的锡弄化掉的，而不是坏了而已这么简单，如果TVS在板子背面，直接就掉下去了，所以要小心了。

TVS曲线

1.06  三极管

三极管是电流型的，频率不高、功率一般不大、速度一般不快等等等等……大家都知道，不废话了。三极管有个参数放大倍数“β”，等于集电极电流除以基极电流，这个β到底有多大呢，给大家说说：9011 NPN 30V 30mA 400mW 150MHz 放大倍数20-809012 PNP 50V 500mA 600mW 低频管 放大倍数30-909013 NPN 20V 625mA 500mW 低频管 放大倍数40-1109014 NPN 45V 100mA 450mW 150MHz 放大倍数20-908050 NPN 25V 700mA 200mW 150MHz 放大倍数30-1008550 PNP 40V 1500mA 1000mW 200MHz 放大倍数40-140

β是一个变量，是由基极电流决定，不是定值。

而且不同后缀的三极管β值不一样，差距还是挺多的。

1.07  二极管二极管有N多种，光快恢复就从50ns-500ns分几种，在不同的电路中，不是恢复速度越快越好的，这个要注意。下面我们主要谈谈二极管能不能并联使用的问题，先上传一组我的实验数据：

3个1N4007并联，均过0.5A以上电流，均流效果很好，且长期不会因为温度积累而使电流往其中一只管子偏的趋势.

用三个不一样的二极管做并联均流试验：

SB160 0.7V  1A  肖特基   实际过电流0.49A

BYV28-200 1.1V  3.5A  30ns快恢复   实际过电流0.1A

1N4007 1.1V  1A  整流管   实际过电流0 A

知识点：肖特基和快恢复的VF都是负温度系数；只有SIC是正的，

整流二极管和整流桥也是负温度系数的，而且电流越大，导通压降越大。

误区：没有所谓的0反向恢复的二极管，肖特基也有10ns，在分析问题时要知道这一点。而且，多个二极管串联，其实不用并均压电阻的，我的实验结果是这样的。

上传个二极管内部照片

肖特基、SIC、快恢复对电压的承受能力和雪崩能力是一致的，如果每个周期都有尖峰过压，超过最大值，会折寿的。这些在实验室是试不出来的，要上量长时间可能才会反应出来，所以很多产品我们在实验室做N个循环老化实验不坏，批量出去就坏了，这就是其中一个原因。

1.08  MOS管1、MOS并联：当然是可以并联的，最好在同一个散热器上。并联时有一点要注意的，那就是MOS管并联使用时，导通和关断延时更明显。因为C大了。一个MOS使用时一般栅极串个10欧电阻，GS并个10K的，当N个并联时，如果还是10K电阻的话，并联后相应就减小了，切记切记，运气不好你就会看到类似这样的GS波形。

全桥驱动

2、对MOS管，跨导不随输出电流增加而减小，是稳定的。

3、MOS100K频率左右  正压10V以上  如果正压低于8V，可能会出问题，现象是烤机几分钟炸鸡，一切波形正常。MOS的负压也不是越大越好，这样会占用驱动从负到正的时间，影响XXXXXX。4、非常时髦的COOLMOS 的雪崩能量较小,耐电流冲击能力不如普通MOS管,也就是说更容易炸，过流保护功能需快速灵敏.

上传一个MOS内部图

MOS内部

5、MOS管的安全区域扫把图，其实是一个很详细描述当前MOS特性的一个图，需要仔细了解的。

MOS管的安全区域扫把图

解释下扫把图

在图形最上方和最下方的两行已知条件下，先看横坐标，确定了此MOS管此时的工作电压再看纵坐标电流和斜杠时间，表示。

举例：100V的DS电压，可经受10A多一点电流，工作1MS时间长度。

1.09 IGBT

1、IGBT能不能并联使用。IGBT分PT型和NPT型，PT技术的IGBT不适合并联应用。但是NPT技术的IGBT适合并联应用。2、IGBT的频率能接受多少。

IGBT目前业界应用，有到了50kHz,但是绝大多数的应用还是停留在20K。-----注意这是对于IGBT模块！有的不能超过20K，有的25K，有的40K……具体要仔细查阅手册。也有上百K的IGBT，比如单管IGBT，TO247封装。

3、为什么会有频率上限，超过了使用可以吗，大不了我加大风扇吹吹。

答：一般不可以。IGBT、包括其体二极管、以及很多大功率二极管  限制频率40-50KHZ  超过频率会怎么样呢，可能会爆炸！ 在模电书P15页有原话：“二极管的最高工作频率，超过此值时，由于结电容的作用，二极管将不能很好的体现单向导电性” 也就是说 相当于并联了个电容，而不是二极管了，IGBT的CE也相当于一个电容了，当然爆炸了。

4、关于IGBT的一些技术论点

1）

MOS的结电容比较大，应尽量零电压开通减少损耗。

IGBT有电流拖尾现象，应尽量零电流关断减少损耗。

2）

IGBT可以10us直通不炸，很多资料都这么说MOS可能只能1us左右。

3）

一般而言，IGBT的正压驱动在15V 左右，而Mosfet 建议在1012V 左右；驱动电压负压的作用主要是防止关断中的功率开关管误导通，同时增加关断速度。因为IGBT 具有拖尾电流的特性，而且输入电容比较大，所以建议在-5-15V 之间，而Mosfet因为拖尾电流的特性不明显，所以建议加-2V 左右的负压。”

这段话我觉得不一定正确，过高的负压也会造成加大开通时的延时，负压值的增大不一定能提高关断速度。

1.10  其他器件的一些观点

1、“判断LM339好坏的方法。由于LM339的内部为 4个电压独立的电压比较器，4个电压比较器与电源都是并联的接法。因此测量时，将万用表的一只表笔接集成电路的电源正极，另一只表笔分别接在4个电压比较器的个个输入输出引脚上，此时同相，反相端和输出端所显示的数值应分别相同。用表笔接负极，用相同的方法进行测量，比较各相应数值的比较，一般可判断出好坏。”答：上述是错误的。今天恰好坏了个339，用电阻档测量好坏比较，VCC对每个其他脚，好的都是2.2M，坏的有些就是几百M。GND对所有脚，好的就是1.5K（还是M忘了），坏了就0.9M,几十M交替。这种芯片坏了的，判断方法最核心的还是测量芯片每个脚对相应“地”的阻抗。2、这是某种继电器参数，15ms是操作时间，10ms是复位时间，也就是说，继电器最少也要15ms才能开，设计时延时1ms实际就是16ms。

3、几个外观没有任何问题的，NTC热敏电阻，用烙铁一烫，阻值上涨，难道热敏坏了后会变成正温度系数？

1.11  由运放产生的疑问

在单电源供电的运放中，输入越接近0V，运放输出越不按比例，如何减小这个失调电压呢？

一般来说，接成放大器比接成跟随器，失调范围要小.

1.12  知识补充

关于NPN三极管的饱和区，我的理解是bc结要正偏，同时be结当然也正偏，这样才是饱和区，否则只是放大区。

2.01推挽

高输入电压的推挽在允许的情况下最好不要做闭环。

初级电流的大小等于所有次级阶梯斜坡电流以各自的匝比折算到初级的电流值加上励磁电流。在一小节里设定当直流输入电压为最小值的时候，此时导通时间最大，占空比最大且为80%。当开关管导通时，初级绕组电流以阶梯斜坡形式变化，我们以斜坡中点值为等效的平顶方波幅值Ipft，则输入功率Pin=Vdc*0.8Ipft，此处取该电源效率为80%（一般情况下都能达到），输出功率Po=0.8Pin

则有：Pin=1.25Po=Vdc0.8Ipft”

关于这个书上著名的一段话推出的公式。

首先DCM不适用，浅的CCM也不适用。

书上还有一项2个公式最终的系数分子我觉得不应该是0.5，如果非要定个系数，我觉得0.4更靠谱。关于输出电容的公式，我验算的结果目前都和实物相差巨大

推挽的双倍磁通效应大家要注意了，否则可能开机就炸。

个人总结：

推挽并不适合在输入电压较高的场合使用，推挽的优点是每个管子电压电流应力比半桥要小，而且驱动简单，相对于上下管的驱动，直通炸鸡的概率很小，但是相对半桥全桥来说，MOS管尖峰较大，吸收难处理。而且推挽有2个初级，不像反激那样可以简单的三明治绕法来解决尖峰问题，既要考虑初级绕组的一致性，又要考虑隔离耐压。

2.02   反激说反激的学习资料资太多了，做的人也太多了，算是运用最广泛的一种。

无论是PSR还是SSR反激，都有很多他们大显神通的地方。

不过既然用的广泛，必有可用之处。便宜啊，好做啊，管子耐压其实也好选，比正激好。记得我刚开始学的时候在想，我该用CCM呢还是DCM呢。怎么设计的是CCM，通电后还是DCM呢。

反激为嘛要垫气息，最多可以垫多大，用什么材料垫都行吗？

反激的变压器不是一个“纯粹”的变压器，所以他的初次级绕组不满足电压匝比定律，但是次级和次级绕组间满足。初次级间遵循类似电流传感器的NI乘积守恒定律。反激变压器的设计也有很多说的资料，在此不啰嗦，注明一点容易忽略的内容：

反激设计变压器时原边电感是包括漏感的！！但匝比计算的公式是不算漏感的！！

而且理论上：反激初级电感越大，输出纹波越小.

即使是CCM反激，在轻载时也是DCM的--基础。反激气息的材料要用比较坚硬的，不能用软的，比如电工胶带。CCM反激更类似一个电压源，DCM类似电流源。CCM反激的闭环比DCM难调多了，所以20W以下反激很容易搞定闭环是很正常的事。

UC384X系列正常资料上都是做的固定输出PSR，如果你想做可调输出，SSR就更合适了，怎么做呢，上传个我的设计案例。但是这种反馈有个问题~~~

 再上传一个改进型384X反激案例

改进反激.doc

针对上图反馈系统的一些测试变CS电阻，初级电流峰值不变，UC2842的1脚电压变；输出并1000UF大电容，UC2842的1脚电压不变；

光耦次级并的电容去掉，变压器响，UC2842的1脚电压3.18V，不去掉，并104-444的电容均不响，1脚都是3.33V；

无论是CCM还是DCM负载加重或输出电压升高，UC2842的1脚电压均升高；

384X系列异同点总结

3842和3844启动电压都是16V的,欠压保护都是10V. 3843和3845启动电压都是8.5V的,欠压保护都是7.6V. 3842和3843振荡频率由4脚外部RC决定.2脚直流电压决定占空比.占空比可调范围很大. 3844和3845不同的是占空比最大值是50%--70%.

自己实验的几个结果

CS脚的滤波小R大C比大R小C的滤波效果好；

气隙电感公式 Lg=μ0*Np2*Ae/Lp-------不靠谱，反激的气息是垫出来的；

输出过压三个钽电容都炸了，间隔着炸了三声，可能布板子有问题，三个钽电容不均流。

2.03  正激@反激辅助绕组比较

单管正激的复位有两种形式，一种是RCD，一种是复位绕组。正激的复位绕组书上从来不说用多粗的线绕制，电流有多大，本来我想说，这个电流就是励磁电流换算的，今天突然看到了这个公式，放上来一起分享下到底哪个更准确。

正激复位绕组

做反激时，供电绕组需要和次级绕组同名，原因很简单，辅助绕组和次级绕组一样，只有在MOS管关断后主绕组的反电势时才能释放出能量，所以需要和主绕组反相，就自然和次级绕组同相了。

做正激时，供电绕组和主绕组同相和反相都可以。

反激的辅助绕组设计比较简单，正激的和输出绕组一样，但是在输入宽范围时，正激的辅助供电绕组不是很好做，匝数少了起不了机，匝数多了电压太高，要稳压就造成损耗过大。

2.04  自激RCC自激网上很多，我要说的是另一种自激。半桥自激，最早用于荧光灯电路中，。优点：成本低，电路简单，自激方波波形非常漂亮，上升沿和下降沿很直。确定：批量时质量不太稳定。

半桥自激

2.05半桥

有两个疑问一直在心中。1、成品电源，可长期稳定工作，但都存在“偏磁”现象用万用表分别测上下管DS两端电压，发现读书均有5V左右差别，用调节偏磁的方法进行改进，均无效果，这种测试算不算表示有“偏磁”呢。2、下图这种半桥和一般看到的LLC那种半桥框架主要区别在哪，我个人认为这种半桥的纹波更小，输出功率可以更大……

半桥图

2.06  全桥

全桥分好多种……硬开关全桥，移相全桥，有限双极性全桥，LLC全桥，LCC全桥，串联谐振全桥，并联谐振全桥，带谐振的硬开关不移相全桥，高压DCM硬开关全桥等等……前两种和最后一种我最熟悉硬开关全桥效率最多我做过89%，移相全桥最多做过应该是94，有几台仪器测出来是96，我目前持保留态度，不知道是不是真有这么高，虽然我的仪器是新的而且电量充足。硬开关全桥是最早出现的全桥了，不要小看他效率低，可是人家很稳定啊，最简单的开关方式，配合全桥，全波，倍压方式整流，输出不同等级电压。这货真的很稳定（在全桥类中）有人问我单全桥可以做多少KW，答，我见过的靠谱的是30KW，频率十几K。

全桥2移相全桥呢，主要就是调死区时间，谐振的L，谐振的C，靠谱的变比，小的占空比丢失来实现除了效率以外其他都尽量接近硬开关全桥的参数---貌似很搞笑，搞了半天还是得往硬开关全桥靠拢，可谓万变不离其宗啊。但是移相全桥就算不移相也能实现部分软开关。高压DCM硬开关全桥，输出采用各种倍压电路，实现几万伏特高压输出哈哈，不过这个拓补也很稳定，响应也快，采用UU这种只在教科书中存在的磁芯搞，也很稳定哦，国际特高压首选产品--------之一，哈哈。可惜的是各种PWM全桥次级二极管尖峰都很高，想要降低，请选我天朝盛行LLC吧，哈哈。

全桥3不过软开关的缺点就是空载，短路，保护，等不如硬开关。移相全桥不适合做升压的，切记，别大败而归了怨拓补。据说LLC不适合做输出电压太低的或者大范围变化的输出。其实全桥还有有好多要写的，先写这么多.先传个软开关波形

2.07 BUCK和BOOST

BUCK也是个很经典的拓补了，桥类的输出也都是个BUCK，但是BUCK这拓补搞软开关很少也很费劲，效率低是个头疼的问题，那种低压输入低压输出的效率高就另说了，我指的是功率大一些的，输入220的BUCK。BUCK的电感用Z型绕法比较好，虽然绕起来比较麻烦，但是可以减少干扰，不信你搞个200K的BUCK比较一下就知道了。BUCK和BOOST都可以用电感辅助绕组做自供电，省钱。不过BUCK有个坏处，就是这货坏了的话，输出是=输入的，对负载来说可能不是一件好事，由于BUCK是降压的，所以他的MOS和二极管电流都比较大。

BOOST的效率就很高了，96-99%的干活，其实至今我还没想明白为何都是220输入，一样功率，差距怎么那么大呢。不过和