|
第一章 1.1简介 老师把开关电源描述成一个规模庞大的运输系统，把规定时间内运输一定量的旅客比作功率。一种使用大型客车，但是相隔时间长，另一只就是用小型货车，相隔时间很短。这样就解释了开关电源的频率高的问题，问题形容的生动形象。减小能量包的大小，从而减小用来存储和传输能量的尺寸。 1.2.6通过电抗元件获得高效率 现代开关电源效率高的根本原因是电容和电感的有效共同使用。 电容和电感被归类为电抗元件，因为他们具有独特的储能作用，该功能使其不发生功耗（本身不消耗能量），仅将所获得的能量储存起来。 电容储存的能量成为静电能量。 电感储存的能量成为磁能。 1.2 概述和基本术语 1.2.1 效率 经验表明，温度每升高10°C，系统失效的可能性就会加倍。因此，作为设计人员的技能之一就是尽量减小温升，由此提高效率。 1.2.2 线性调整器 低压降调整器，英文缩写LDO，一般认为最小压降约为200mV或者更低才能称为LDO。而传统线性调整器的压降通常约为2V，还有一种中间类型称为准LDO，其压降介于两者之间，约为1V。 线性调整器的优点在于非常安静，没有噪声，也没有电磁干扰（EMI）。 通常，开关调整器在输入和输出端都需要接滤波器来减小噪声，因为这些噪声与邻近设备相互干扰，并可能引起故障。开关变换器仍需要接入电感和定容组合的滤波器，有时甚至需要更多级滤波器来进一步衰减噪声。 1.2.3 通过使用开关器件提高效率 实际开关过程有损耗，原因之一在于晶体管不可能完全地导通和关断，当它导通时，晶体管上有很小的压降；当它处于关断状态时，仍有很小的电流流过。另外，器件的开关不是瞬时完成的，半导体器件的导通和关断的状态转换通常需要一个过程。在此区间，V*I不为零，产生了额外的损耗。 半导体器件极大地增强了变换器的可靠性和使用寿命。其最大优点是它不像机械开关那样有物理惯性，从而能够在导通和关断两种状态间非常迅速地重复转换。 书中提到：“开关变换的速度几乎完全由外部驱动电路的功率和有效性确定。”为什么是驱动电路的功率啊？（疑问） 1.2.4 半导体开关器件基本类型 NPN型晶体管比PNP型晶体管使用广泛的原因是价格低廉。 MOSFET为电压型控制 BJT为电流型控制 现代MOSFET在其导通和关断的转换过程中也需要有一定的门极电流。 BJT通常更适合于大电流装置，因为其导通压降是一常数，甚至在电流很大时也不变。这很大程度上降低了开关损耗，特别是开关频率不太高时效果更明显。MOSFET的导通压降与通过的电流成比例，当负载很大时其导通损耗就很大。 IGBT适合于较低频率，大电流装置，其驱动比BJT的要简单的很多。 1.2.5 半导体开关器件并非理想器件 开关器件导通时会有虽小但不可忽略的正向导通压降，这将产生较大的导通损耗。 在转换时间或交叉时间内，无法使V=0或I=0，所以V*I不为零，这将导致额外的开关损耗，成为交叉损耗。 若有降低晶体管的正向导通压降以减小导通损耗，就可能造成开关转换速度变慢，从而增加损耗。 无论在开关导通或关断时改变开关状态都会使得输入与输出有效隔开，但是输出端负载总是乣连续的能量供给。因此需在变换器一定位置引入储能元件。 电感能限制电流上升速度而没有功耗，电感与电容配合后最终可以限制电容的浪涌电流，因而电感成为我们最后的选择。 续流二极管别名：钳位二极管，换流二极管，输出二极管。 1.2.8 基于LC的开关调整器 谐振拓扑，这类拓扑的开关频率需调整，而设计者通常希望调整器频率能够恒定。 实际上，任何变频的开关拓扑都将产生难以预测的不同频率的电磁干扰和噪声。为减少这些危害，需要使用相当复杂的滤波器。因此，谐振拓扑在商用领域未能得到广泛应用。 1.2.9 寄生参数的影响 实际应用中电抗元件的温升可归因于其自身固有的低值寄生电阻的热损耗。 电感除了有基本参量电感L外，还有非零直流电阻（DCR），主要来源于绕组铜线。 类似，实际电容除含有基本参量电容C，也含有少量的等效串联电阻（ESR）。 器件的正向导通压降一定意义上也可看做串联寄生电阻产生的导通损耗。 为提高效率，通常应最大程度减小所有这些电阻性或电抗性寄生参数。他们是妨碍变换器达到100%效率的首要原因。当然，要保证其合理性和性价比。 正常工作条件下，电压控制开关调整器实际上市依靠输出电容寄生的等效串联电阻(esr)来将强环路稳定。 这句话什么意思，谁能给解释一下，谢谢！（疑问） 一定的寄生电感在开关导通瞬间起很好的作用，开关的寄生电容在开关关断瞬间是有益的。 1.2.10 高频率开关时产生的问题 某些损耗随温度升高而增加，如MOSFET的导通损耗。 铝电解电容随温度升高损耗降低。因为其ESR随频率升高而减小 选择高开关频率的首要原因仅是使变化器能在超过人的听觉范围的频率上工作。 另一原因是最大程度减小电源中器件的体积。电感尺寸与开关频率成反比。 限制频率提高的卫衣原因是开关损耗，开关损耗与开关频率精确成比例。 热管理是良好的电源设计最重要的目标之一。 铝电解电容随温度升高损耗降低。 其实不一定，铝电解温度升高，容量下降，输出纹波增大，效率也降低了 这就要看Resr降低多少 1.2.11 可靠性，使用寿命和热管理 热管理的含义是尽可能吸收电源散发到四周的热量，从而降低其温度。 可靠性按正弦指数衰减。 温度没升高10°C，失效率加倍。 铝电解电容的内部电解液会随时间而挥发，导致电容失效。 延长使用寿命与提高可靠性的方方是降低电源中元件的温度以及电源内部环境温度。这需要外壳痛风性好，在PCB上多装散热片，甚至内置风扇将热空气排出，当然，也要考虑风扇得失效率和使用寿命。 某些损耗会随温度的升高而减小，但是企图以提高温升来实现效率的提高和性能改善的想法是不可取的，因为温升会显著影响系统的稳定性。 一个优秀的设计师最终平衡考虑可靠性，使用寿命，成本，性能，尺寸等因素，做出合理的选择。 1.2.13 技术进步 肖特基二极管它有很大的漏电流而且最大反向电压不超过100V，虽然导通压降低。 功率变换的三种主要拓扑BUCK，boost，buck-boost。 1.3.2电感电容充电/放电电路 对偶原理：电容可以视为电感的倒相（镜像），因为两者的电压-电流方程可以相互转换，只需将电压，电流互换即可。 对偶原理--是由电路元素间的对偶性归纳出的基本规律。内容为：如果某些电路元素决定的关系成立，则把这些电路元素用各自的对偶元素置换后得到的新关系亦必成立，而且这新关系与已有的关系又相互对偶 电感感应电压依赖于电流的改变，电流必须改变才能产生感应电压。 1.3.5 串联电阻对时间常数的影响 电感充电电路时间t=L/R.电容为t=R*C. 时间常数定义为电流达到期望值63%所需的时间。 指数衰减曲线的时间常数定义为其值将为初始值37%时所用时间。 开关关断阶段电感电压完全由电流决定，电压波形完全遵循电流波形而非其他因素。 1.3.7 对偶原理 对偶原理描述两个外观不同电路之间的转换，当电流和电压相互影响时这两个电路具有相同特性。对偶转换仅适用于平面电路，涉及拓扑中元素变换：电容与电感互换，电阻与导纳互换，电压源与电流源互换。 V=L*di/dt（电感方程） I=C*dv/dt（电容方程） 1.3.9 电感放电阶段 电容两端短接时电容会在短时间内放完电，产生很大的冲击电流，其两端电压也迅速降为零。 突然断开电感，电感电流迅速下降，在开关两触点间产生电弧，这儿电弧一直持续到电感中储能为零，这是汽车火花塞和相机闪光灯的原理。开关两触电间电压等于感应电压与外加直流电压之和。 若使电感电流迅速降为零，会在电感上产生很高的感应电压。 1.3.10 反馈能量和续流电流 电感储能和其流过电流有关，开关关断期间有感应电压和电流，感应电压引起感应电流逐步下降，感应电压越高，电流下降越快。V=L*di/dt。 DCM-断续模式，在DCM中电流波形有一段为零，计算平均电流需要更详细的计算公式，这是DCM方程看上去如此复杂的根本原因。尽管变换器工作于DCM比CCM有更多优点，但是很多工程师仍然有意忽略DCM。 CCM连续模式 BCM临界连续模式，变换器不能设定其工作频率。 MOSFET的导通压降远低于二极管的压降。同步拓扑不需要分析复杂的DCM方程。 1.3.14 伏秒法则，电感复位和变换器占空比 稳定状态下加在电感两端的电压乘以导通时间等于关断时刻电感电压乘以关断时间。 P27，书中谈论Et那段，原文“Et为电感电压乘以时间以ms(微秒)而非s秒为单位的时间量”，单位ms（毫秒）应该是编写错了，有点误差，有这本书的朋友可以帮忙验证一下。（疑问） 1.3.15 半导体开关的使用及保护 半导体器件的最大额定电流取决于内部相对较慢的发热效应。因此，可以在短时间内一定程度上超过此额定电流。 设计变换电路，选择开关器件，然后PCB，特别注意危害开关器件及其他半导体器件的电压尖峰，有时需要缓冲电路。常用限流电路防止开关盒变换器过流。 3843的3脚就有这个功能吧？限流电阻。门限1V 1.4 通过二极管控制感应电压尖峰 产生电感电压尖峰的原因是电路中无法提供电感电流所需回路，从而在开关上产生电弧以维持电流续流。 输出电容会增加开关关断时期电感电压Voff，从而增加电感电流下降斜率。 1.4.6 开关节点 在开关器件与二极管之间设置的电感电流换流节点成为开关节点。 设计PCB时需特别注意防止在开关节点处布过多的铜丝，否则它可能成为电磁场天线，向四周辐射射频干扰，输出导线会吸收此干扰并直接传递到输出。 1.4.8 buck-boos电路的性质 是唯一的纯“反激式”拓扑，从输入传递到输出的所有能量必须先储存于电感中，其他电路都不具有此特性。 任何变换器中二极管电流都为脉动电流。 发热损耗与电流RMS值成比例，脉动电流RMS值很大，降低了BUCK-BOOST电路的效率。同时会在PCB上产生相当大的噪声和纹波，需要在输入和输出端安装滤波器。 输出电容平均电流一直为零，稳定工作时流过电容的电流必须为零。对偶原理，和电感类似 基本设计理论表明电感电流峰值约为其平均值的1.2倍，因此选择电感式要确保其额定电流值至少为1.2*IL 第一章就到此结束了，第二章开始了 第二章 DC-DC变换器设计与磁学基础 开关电源的磁性元件设计/选择除了对变换器的整体性能和体积起决定性作用外，还影响到其他想关功率器件的选额和价格。 对于离线式电源设计，除了使用电感之外，不可避免的采用一个隔离变压器。 变压器的高频效应：集肤效应好邻近效应。 我们经常以最恶劣情况来选择功率器件，以保证它们能在应用中安全运行。 设计具有一定功能的开关变换器是不难的，但是要把它设计的性能良好却不是一件容易的事。  D=Vff/(Von+Voff)这个公式，对所有拓扑，占空比都是相等的。 Von代表开关导通时电感电压 Voff代表开关关断时电压 BUCK，BOOST，buck-boost的传递函数之所以不同，是因为他们的Von和Voff的表达式不同。 表达式见上表，我拿EXCEL弄得，不清楚地方大家见谅。 2.2电感电流波形的直流分量和交流纹波 V=L*di/dt可得▲I=V*▲t/L. 电感电流的纹波值▲I完全取决于伏秒数和电感量。讨论它的伏秒数和讨论它的▲I是等效的。 伏秒数有什么决定的？ 取决于输入/输出电压和开关频率。 只有通过改变L，f或者D才可改变▲I，没有其他方法可以改变电感电流纹波。 Idc成为电感电流的均值，定义为纹波电流对称轴处的电流值。 Idc仅决定于传输能量--即维持相应的输入/输出电压和输出功率所需的平均能量。 改变电感L不会影响到Idc 改变频率f也不会影响到Idc 对于BOOST和BUCK-BOOST变换器，改变占空比D会影响Idc。 Idc=Io（buck） Idc=Io/（1-D） (Boost.buck-boost) 对于buck变换器，其输出和滤波电感串联，因此滤波电感的平均电流必须等于负载电流。然而，对于BOOST和BUCK-BOOST变换器，输出与二极管串联，所以二极管的平均电流等于负载电流。 前文提到，所有二极管的电流都是脉动的。 改变BUCK电流滤波电感平均电流IDC的唯一方法就是改变负载电流。但是，在BOOST和BUCK-Boost电路中，Idc还取决于占空比。这就导致这两种拓扑的磁性元件设计和Buck有很大的不同。 对于这三种变换器，滤波电感电流的直流分量和负载电流均成正比。 对于这三种拓扑，改变占空比D均改变电压的作用时间，进而改变伏秒数，所以改变占空比将使他们的电感中的纹波电压改变。 总结：对BOOST和buck-boost电路，改变占空比会影响Idc（书中这里貌似有点错了，他的原文是“对BOOST和BOOST-BUCK电路”） 对所有的拓扑，改变占空比都会影响电感电流纹波▲I。 增加电感值和增大开关频率都会使电感电流纹波减小。且不影响Idc 问题：怎样区别某拓扑是否为“BUCK衍生电路”？(疑问) 输出电路有LC滤波器，是这个原因么？(疑问) 2.3 交流电流，直流电流和峰值电流的确定 r称为电流纹波率，通常，不论是何种拓扑，也不论变换器的开关频率及其应用条件如何，r取0.3-0.5之间的值是比较合适的。设计变换器时首先要确定r。 磁芯损耗仅仅由电感的交流电流▲I决定，而与其直流电流Idc无关。 所有变换器中，电感峰值电流，开关峰值电流，二极管峰值电流都是相同的。 峰值电流是电感电流最重要的电流量，不仅是热量和能量，还是能够瞬时破坏开关的潜在因素。 电感电流太大，磁芯容易饱和，会哟很大的电流产生。 峰值电感电流是电感电流波形中最容易使磁芯饱和的电流值。 2.4 认识交流电流，直流电流和峰值电流 对于buck电流，因为在开关管导通和关断都有能量通过电感传递到输出端，因此电感的平均电流必须一直和负载电流相等。 Boost和BUCK-BOOST电路中，能量尽在开关管关断时通过二极管传递到输出端，因此，二极管的平均电流必须和负载电流相等。 2.5 最“恶劣”输入电压的确定 是峰值电流达到最大的输入电压为最恶劣输入电压。 占空比D宽相当于低输入电压。 对于BUCK电路 buck电流中滤波电感的交流电流随着输入电压的增加而增加。 峰值电流也随着输入电压的增加而增加 要在最大输入电压Vinmax下来设计BUCK电路 对于BUCK-BOOST 电感的直流电流随输入电压的增加而减小 要最小输入电压Vinmin下设计BUCK-boost电路 boost电路在最下输入电压Vinmin下设计BOOST电路。 2.6 电流纹波率r 电流纹波率r,它是电感电流的交流分量与其相应的直流分量的比值。即r=▲I/IL r的有效范围为0-2，r等于0，电感量无穷大，r=2，变换器工作在临界连续模式（BCM） 对于任何场合，r取0.3-0.5为合适的，最好选0.4 电感磁芯的能量处理能力与电感值和峰值电流的平方成正比 2.10 频率对电感量和电感体积的影响 电感量与频率成反比 电感的体积与变换器频率成反比 电感额定电流与频率无关。 电感量与负载电流成反比 电感的体积与负载电流成正比。 2.13 在给定应用中我们需哟考虑哪些电感电流额定值 所有电流限制回路都需要一定时间响应，比较器，运算放大器，电平转移电路，驱动电路等IC引脚驱动都有延迟 如果用内部集成开关管的IC控制器，PCB寄生电感将抑制电流的突然变化 开关管需要一定的时间来完成关断，大功率MOSFET有很大的栅极寄生电阻和寄生电感以及极间电容，需要充放电。 若把若干个MOSFET并联，在大电流场合，问题会更严重。 2.15 实际例子 以boost变换器为例，若输入电压12-15V，输出电压24V，最大负载电流2A，开关管频率分别为100khz，200khz，1mhz，那么在每种情况下，它最适合的电感量分别是多少？各种情况的峰值电流分别是多大？能量处理的要求是什么？ 有没有大侠可以谈谈自己的想法啊，长辈们都不关心我们这帮小辈了。 首先需要考虑的是，对于此拓扑（BOOST，包括BUCK-BOOST变换器），输入电压最小时是其最恶劣的情况，因为此时占空比最大，并且平均电流IL=Io/（1-D）最大，所以设计中，完全不用考虑Vinmax。 占空比D=（Vo-Vin）/Vo=(24-12)/24=0.5 IL=Io/(1-D)=2/(1-D)=4A 假设电流纹波率为0.4，则Ipk=IL（1+r/2）=4*（1+0.4/2）=4.8A 峰值电流不收开关频率的影响，选额定值为4.8A的电感即可，不用考虑频率。但是，电感体积随频率变化而变化，因为体积是1/2*L*Ipk*Ipk，电感量随频率变化而变化。 选定r之后，对于BOOST电路有Von=Voff，因此开关频率为100KHZ时候，L=Von*D/（r*IL*f）=12*0.5/(0.4*4*100*1000)=37.5uH 当f=200Khz时，得到的结果是改值的一般，即18.75uH 当f=1MHZ时，得到的电感量为3.75uH. 因此可知，频率越高电感量越小。  这是我们在学理论的同时，做的一个buck变换器，输入DC12，输出5V,1A。负载调整率和电压调整率都接近零。  BOOST升压电路，输入DC9-15V，输出DC18V。  buck-boost变换器，输入DC9-15V，输出12V。反极性变换器，输入输出反向。  正弦波推挽逆变，输入DC10-14V，输出36VAC，1A。 做的比较小，因为学习原因，只是了解一下原理和工作过程，没有做大功率的。 但是也遇到了很多的困难。 还剩下点问题没有解决，负载加重的时候，变压器会响。同时，输出电压也会下降1V多。 该BOOST方案中：开关频率为：100KHZ;200KHZ时，采用常规的PWM控制IC可以实现，优选电流型IC，如果为：1MHZ时需要选用专用的控制IC,或者选用专用的BOOST模块。 至于升压储能电感值：根据选用的磁性元件不同，按照BOOST升压原理公式进行计算。各个情况的峰值电流也有相应的公式。有时间多沟通吧，好吧。 2.15.2 确定r需考虑的连续导通模式 变换器进入DCM模式，那么变换器内部很多东西会突然变化。例如占空比就会在负载电流减小时迅速地变窄。DCM下变换器的相应速度也会变慢。 这里说到的，为什么会变慢？不太理解，谁能给解释下 噪声和电磁干扰(EMI)分布也会突然变化。 设计者总是希望能够避免进入DCM工作模式。 有三种方法来使变换器进入临界连续（BCM）或者断续模式（DCM）： 1，降低负载 2，选择小电感 3，增加输入电压 对于所有拓扑，所有模式
最新评论论坛新帖更多>医工工具 |
BS-200&220&330&350_维修手册_V5.0_CH
2025年职能部门月考核细则（医学工程部）
浙公网安备 33010402001000号