电源中的磁性元件一般就是指电感与变压器，这里我们这种讨论初次级隔离的变压器，因为这种变压器在开关电源中应用最为广泛。

变压器的作用大致是提供初次级的电气隔离，使输出电压或升或降，传送能量；变压器设计的好坏直接关系到整个电源系统的安规，EMC，效率，温升，输出的电气性能参数，寿命，可靠性，甚至会导致系统的崩溃。

变压器的工艺，是个大难题。

升压的做过，但经验不多，说说个人的理解，不一定对，权作参考与讨论之用。

升压变压器的难点，因为绕组的圈数太多，漏感与分布电容很难两全其美；这个时候我觉得应该从以下几个方面着手：

1、在选择变压器的时候，如果结构尺寸允许的话，我们尽量选择高长型（立式）或窄长（卧式）型的，因为这种变压器单层绕线圈数多，可以有效降低绕线的层数，增加初次级的耦合，减小层间电容。

增加初次级的耦合，可以减小变压器的漏感，但会增加初次级间的分布电容。

升压变压器，最难搞得就是漏感和分布电容不好处理，很容易震荡。

如果升压比比较大，应该分槽绕制，这个是减低分布电容的最好办法，大家看一看电视机中的高压包就知道了，黑白电视机输入电压12V，高压应该是在12000左右，没有用倍压整流，一级搞定。次级估计分槽在十个左右。另外还使用的谐振技术。类似于现在用的反激准谐振，功率管关断时初级的谐振电压在一百多伏，这样变压器的变比只需要100倍了，如果分10个槽，每个槽只相当于1：10。经典的设计，仅供参考！

2、优化绕线顺序，使初次级能增减耦合面积；曾经用过这种绕法：1/3次级--1/2初级--1/3次级--1/2初级--1/3次级，结果表明此种绕法漏感可以小很多。

当然这种变压器绕制工艺稍显复杂，成本稍高，但还是可以接受。

3、层间电容大家都知道，每层之间加黄胶带，便可减少层间电容。

当然这些措施都是在考虑安规与EMC的情况下，做出的改进；对于升压电源，漏感与层间电容如果处理不好很容易引起振荡，使电源的EMC不好过，效率不高，有时会莫名其妙的炸MOS管（我实际碰到过的情况）。

至于温升其实设计时的计算温升只能做一个参考，影响温升的参数较多，比如不同厂家，不同电路模式磁芯损耗都不一样，甚至连磁芯的组装也会影响到温升，比如PQ变压器只磨中柱的变压器温升会比两边垫气息的温升高，铜损的计算会稍准一些，但电流计算不准也会造成铜损计算不准！

理论设计始终与实际测试有出入，只是经验丰富的计算出来的变压器误差小一些，大多数还是要稍作调整！

磁性元件的设计中存在太多的不确定因素，比如同样的绕制工艺要求，不同厂家做出来的会有小小的差异，还有磁芯材质的差异，因为不是每个工厂都用得起TDK的磁芯，所以，我认为设计是需要丰富的经验加上实际的调试来确定最终参数。我一般都是线大概计算下参数，然后在实际中调试，最终确定的参数主要是看调试的效果。

我们知道变压器的损耗分为铁损与铜损，先来说说铁损吧。

变压器的铁损包括三个方面：

一是磁滞损耗，当交流电流通过变压器时，通过变压器磁芯的磁力线其方向和大小随之变化，使得磁芯内部分子相互摩擦，放出热能，从而损耗了一部分电能，这便是磁滞损耗。

二是涡流损耗，当变压器工作时。磁芯中有磁力线穿过，在与磁力线垂直的平面上就会产生感应电流，由于此电流自成闭合回路形成环流，且成旋涡状，故称为涡流。涡流的存在使磁芯发热，消耗能量，这种损耗称为涡流损耗。

三是剩余损耗，在磁芯磁化或反磁化的过程中，磁化状态并不是随磁化强度变化而立即变化，有个滞后时间，滞后效应便是引起剩余损耗的原因。

从铁损包含的三个个方面的定义上看，只要控制磁力线的大小便可降低磁滞损耗，减少磁芯与磁力线垂直的面积可以减少涡流损耗。

赵老师在《开关电源中磁性元器件》一书中指出：

 由上面的话可以看出，在磁芯材质与形状，体积等都确定的情况下，变压器的铁损与变压器的工作频率以及磁感应强度摆幅deltB成正比。

磁滞在低场下可以不予考虑，涡流在低频下也可忽略，剩下的就是剩余损耗。在磁感应强度较高或工作频率较高时，各种损耗互相影响难于分开。故在涉及磁损耗大小时，应注明工作频率f以及对应的Bm值。但在低频弱场下，可用三者的代数和表示：tanδm= tanδh+tanδf+tanδr。式中tanδh  tanδf  tanδr分别为：磁滞损耗角正切，涡流损耗角正切，剩余损耗角正切。各种损耗随频率的变化关系如图。

     由图可见，剩余损耗和B的大小无关，但随频率增大而增大。而磁滞损耗随B的增加增大，涡流损耗则和频率成线性变化。了解了这些就可知：在正激和桥式电源中，磁芯损耗着重考虑涡流损耗。在反激变压器和储能电感中，既要考虑涡流损耗又要考虑磁滞损耗，尤其是DCM方式工作的电源，磁滞损耗是第一位的。所以可以确定，做电源时第一点就是根据电源的工作频率选取相应的磁芯材料

下面我们开始来讨论下变压器的铜损。

变压器的铜损即变压器绕组的损耗，包含直流损耗与交流损耗。

直流损耗主要是因为绕变压器的铜漆包线，对通过它的电流有一定的阻抗（Rdc）而引起的损耗。此电流指的是各个绕组电流波形的有效值。直流损耗跟电流大小的平方成正比。

相对来说，交流损耗就复杂得多，包含绕组的趋肤效应，临近效应引起的损耗，同样还包括各次谐波引起的损耗。

先说直流阻抗，形成原因上面说了。下面我们来分析怎样减少直流损耗

首先，给出直流损耗计算公式：Pdc=(Irms)^2*Rdc

由上面的公式可见，对于电流有效值一定的情况下，只要降低绕组的直流等效电阻就可以降低绕组的直流损耗。

我们知道绕组的电阻与材质，长度，截面积甚至温度（关系很小）等有关，那么我们就可以采用如下方法来降低绕组的直流损耗：

1、采用电阻率小的导体来绕制变压器，一般采用铜漆包线，尽量不用铜包铝漆包线或铝漆包线

2、在变压器窗口面积允许的情况下，尽量用大一点的等效截面积的漆包线(单根线不要超出穿透深度，后面会分析)

3、适当减少绕组的匝数（会增加铁损），慎用（减少匝数的话，就意味着变压器的磁通密度变化范围更宽，引起铁损的增加。）。

交流损耗包含很多方面，如漏感与层间电容的振荡引起的损耗，布线杂散电感与杂散电容引起的损耗等等，但最主要的就是集肤效应与临近效应引起的损耗。

先来看看集肤效应的定义：

集肤效应又叫趋肤效应，是指导体通过交流电流时，在导体截面中，存在边缘部分电流密度大，中心部分电流密度小的现象。

肌肤效应产生的原理比较复杂，简单的表述为：

如上图，设流过导体的电流为i，方向如图。根据右手法则， 则要产生m.m.f的磁场，并垂直电流方向，如图的八个小圆圈就是进入与离开道题的磁力线。根据法拉第电磁感应，磁力线通过导体会产生涡流，方向如图中8个小圆圈周围的大圆圈方向所示。

由图可知，涡流的方向加强了导体边缘电流，抵消了导体中心的电流，这便是集肤效应产生的原理。

关于集肤效应，赵修科老师在《开关电源中的磁性元件》一书中有过详细的论述

在这里再引入一个名词：穿透深度

定义：当导通流过高频电流时，由于趋肤效应导致电流从导通表层流过，此表层的厚度称为穿透深度或趋肤深度，用“Δ”表示

需要说明的是穿透深度指的是导体的半径。

穿透深度跟工作温度，导体的电阻率，导体的相对磁导率以及频率等因素有关

其计算公式为

Δ=65.5/√f（mm）         20℃

Δ=76.5/√f（mm）         100℃

公式我就不推导了，有兴趣可以参阅相关资料。

由上面的公式不难看出，工作频率越高，导线的穿透深度就越低，所以广大工程师在设计变压器的时候，一定要考虑频率对导线的穿透深度影响。

下面来看临近效应

定义：

当两个相邻导体流过方向相反的电流时，相互之间会产生磁动势，而磁动势在对方的导体中会产生涡流，此涡流导致导体相互靠近的地方电流加强，而相互远离的地方电流减弱。

 

由上图可知，临近效应导致导体有部分流过的电流小甚至不流过电流，而有一部分流过的电流则很大，这个会引起很大的热损耗，在导线较粗的情况下尤为明显。

实践证明，临近效应跟绕线的层数密切相关，临近效应随绕线层数的增加呈指数规律增加

关于临近效应的产生原理，赵修科老师有非常详细与精彩的分析

  

1.变压器绕法有几种啊？哪种相对好？譬如漏感和耦合方面

2.变压器一般温度小于多少温度度最好？高几度会怎么样？

3.功率多大选择多大的磁芯，是根据什么？还是靠经验来选择的？

1、变压器的绕法有无数种，那种相对较好也无法回答，因为变压器结构，电路拓扑不同，所采用的绕法也会不相同，漏感与耦合方面上问已讲到。

2、磁芯的最佳工作温度为80-110度，你可以根据结构与散热条件来等因素来设定磁芯的温度，不过实际的工作稳定往往不是某几个因素能决定的，需要综合考虑。

3。关于选择磁芯，可以根据AP法来计算。当然还有许多因素共同决定的，比如结构尺寸，散热条件，电路拓扑，成本，温升要求，效率，输出电压的路数，输入输出电压电流的大小……

总之这些不是一句话能说清楚的，选择合适的磁芯，需要丰富的理论与实际工程经验

對於初學者,我給幾個建議:

1.由於鐵損涉及價格,若保持競爭力情況下,我都只考慮磁滯損耗,且故意操作在距離飽和前500高斯,以免浪費.例如PC40號稱常溫4000高斯飽和,但查表在100度C下,只剩3200高斯,故我設計在2500~2800不敢再高了.萬一飽和會炸機.如此就只剩查表的工作,也就是這變壓器的鐵損會因為您設計的(磁通)(頻率)(重量)就得到損失多少鐵損.

2. 銅損部份因為EMI與電解電容ESR特性,一般頻率操作在65KHz,所以只要線徑小於0.6mm,則集膚效應所影響不大,因為高頻會跑表層,若線太粗則中心形同無效.若120KHz則分細線至少0.4mm以下. 如此的話就可以簡單的計算I平方R就好,溫度方面以安規ClassB標準,在常溫下變壓器85度C,那麼50度C操作環境就到頂端110度C,再加10度C的溫度線誤差時,120度C是安規可接受頂線,還有另一點是電解電容只耐105度C,變壓器太燙的話,電容也會烤乾的.

3. 功率建議以Ae值評估,原因是必須在不飽和與價格上取平衡點,選大了貴,選小了要不圈數多時銅線燙,要不圈數少時GAP大卻造成漏感大以及Core和MOSFET燙. 比如

3~5W選EE13, Ae約0.18

5~12W選EE16~EE19, Ae約0.2~0.24

10~20W選EF20~EF25,Ae約0.33~0.51

25~40W選EF25~ER28或RM8~RM10, Ae約0.51~0.78

40~60W選RM10 PQ2625 或ER35  EI40或者POT30, Ae約0.9~1.5

60~120W選 POT33~EE4215,Ae約 1.5~2.1

 以上是FLYBACK 架構,若是Forward其變壓器只負責傳送,實際儲能在後級電感,其功率越高鐵芯越大,但選太大, 老闆的頭會大.

4. 繞法跟效率與EMI關係密切,當然漏感越小效率越高,問題是哪兒高,是AC90V滿載高嗎?還是AC264V 25%載效率高,答案是全部都有.  至於AC90V滿載則是輸出線徑粗時效率高,原因只是歐姆定律,而AC264V 25% load效率則在於Lp感量高才能將Duty拉開,而IC降頻也有推波助瀾效果.  可是漏感越好,如同原边的老公跟次边的老婆親密度類似,當然越多人夾越多層,最好都別穿衣服(沒有隔離銅箔檔著),那麼漏感肯定降到3%以下.只是若沒有隔離銅箔檔著,那麼原边的Noise跑到次边上傳出去發射在空中就是很悽慘的EMI. 我以往會做三明治夾法(2原1次),而次边兩旁2個隔離銅箔檔著,徹底將Noise檔著犧牲效率,只要繞線平整就好,後來為了Energy star 2.0的四點平均效率提升,只好善用IC的抖頻而隔離同箔只留裡面一層.

5. 主變壓器一般使用B=V x T x 10^8 / Ae Np計算是因為MOSFET將Bulk CAP電壓通到變壓器,所以電壓固定值, Ton時間決定B. 但是PFC Choke與 Forward的輸出儲能Choke都是串聯在電路上,須要用 I x R來取代 V x T才不容易算錯

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